시스템 레벨 솔루션이 점점 더 복잡해지고 애플리케이션의 집적도가 한층 높아짐에 따라, 물리적 회로 구현이 시스템의 전기적 무결성에서 중요한 역할을 하고 있다. 접지 노이즈의 두 가지 주요 원인에 대해 알아보고, 두 가지 모두를 줄일 수 있는 방법을 제안한다.
글 | 제프 배로우(Jeff Barrow)
아날로그 IC 디자인 시니어 디렉터
IDT(Integrated Device Technology)
DC-DC 스위칭 파워 컨버터는 신중하게 설계된 기존의 시스템 회로 체계를 물리적으로 제한하는 것으로 악명이 높다. 특히, 파워 컨버터는 전기적 접지에 원치 않는 전하를 흘려보내 유사 디지털 신호, 플립플롭 더블 클록킹, EMI, 아날로그 전압 오류, 유해한 고전압을 유발한다. 이 글에서는 접지 노이즈의 두 가지 주요 원인에 대해 알아보고, 두 가지 모두를 저감할 수 있는 방법을 제시한다.


접지 노이즈 문제 1
그림 1은 일정한 부하 전류가 있는 최적의 벅 컨버터를 보여준다. 스위치 t1과 t2는 L buck과 C buck에 걸쳐 앞뒤로 토글링 하며 Vin의 방향을 바꾼다. 어떤 인덕터 전류나 커패시터 전압도 순간적으로 바뀔 수는 없으며, 부하 전류는 일정하다. 기대한 대로 모든 스위칭 전압 및 전류는 각각 L buck을 걸치거나 C buck을 통과한다. 최적의 벅 컨버터는 접지 노이즈를 발생시키지 않는다.
하지만, 경험 많은 디자이너들은 벅 컨버터가 악명 높은 노이즈원이라는 것을 알고 있다. 그러한 사실에 비추어 봤을 때 그림 1에는 중요한 물리적 요소가 빠져 있다.
전하가 이동할 때마다 자기장이 발달한다. 와이어, 저항, 트랜지스터, 초전도체의 전류와 심지어 커패시터의 플레이트 간 변위 전류도 자기장을 생성한다. 자속(ΦB)은 전류 루프 구간(A)을 통과하는 자기장(B)으로, 루프 표면을 직각으로 자른 자기장의 곱과 일치한다(ΦB = B갂). 거리 r에서 와이어를 둘러싼 자기장은 와이어의 전류에 정비례한다(B = μ oI/2πr).
전기적 구성요소에는 길이가 있으며, 전하는 다양한 와이어 부분에서 한 디바이스로부터 다음 디바이스로 흘러가야 한다. 하지만, 이동하는 전하는 자기장을 발생시키므로 그림 1의 회로도는 개선의 여지가 있다. 그림 2는 간단한 벅 컨버터의 개선된 모델을 보여준다.
그림 2에서는 전류가 전기적 구성요소 사이를 이동하는 동안 각 부분에서 일정한 거리를 흘러가야 한다는 점을 제외하면, 와이어가 모든 방향에서 최적의 상태이다. 이 전하가 이동하는 동안, 자기장은 전력이 공급된 와이어 주변을 둘러싸고 t1 및 t2 스위치 루프를 통과하는 자속의 형태를 띤다.
t1 및 t2 전류 루프 구간을 변경한 것이 스위칭 컨버터 접지 노이즈의 첫 번째 주요 원인이다. Vin-t1-gnd 루프에서 자속은 스위치 주기 때마다 늘어나고 줄어든다. 이처럼 자속이 변화함에 따라 최적의 접지 리턴 라인(ground return line)을 비롯한 해당 루프의 모든 곳에서 전압이 유도된다. 구리의 양이 얼마이든 간에, 그리고 심지어 초전도체라 하더라도 이렇게 유도된 전압을 없앨 수는 없다. 변화하는 자속을 줄이는 것만이 도움이 된다.
변화하는 자속에는 변경률, 자속 강도, 루프 구간이라는 세 가지 요소가 있다. 클록 주파수 및 최대 출력 전류는 설계 요구사항일 수 있으므로 루프 구간을 최소화하는 것이 가장 좋은 해결방법이다.



인덕턴스는 자속에 비례한다. 그림 3은 그림 2에 대한 전기적 모델을 보여주는데, 여기서 기생 인덕터 L p1에서의 전류 변화는 접지 노이즈를 일으키는 반면, 기생 L p2에서의 정전류는 접지 노이즈를 일으키지 않는다.
그림 3은 이 문제를 친숙한 방식으로 보여주지만, 그림 2에 나온 고유한 물리적 특성의 모델을 대체하기에는 부족하다. 그림 3은 L p1 및 L p2 간의 기생 유도 전압을 보여주지만, 전압은 실제로 변화하는 자속을 둘러싸고 있는 루프의 모든 곳에서 유도된다. 그러나 이 회로 요소 도면은 유도된 접지 노이즈를 줄이는 방법을 보여 주기 위한 목적으로는 여전히 유효하다.
그림 3에서 살펴본 것처럼, 접지 리턴 전류는 L p1로 흘러들어가 변경되며, 전압 변동 문제를 일으킨다. 하지만 신중하게 배치된 입력 커패시터는 그림 4에서처럼 기생 자속 구간을 줄이고 변화하는 벅 전류를 접지 리턴이 없는 경로로 라우팅한다.
이 경우, 기생 인덕터 L p1과 L p2의 전류는 일정하므로 접지 전압이 안정적이다. 또한 이 자속 구간이 줄어드는 만큼 EMI 및 기타 모든 원치 않는 유도된 루프 전압(그림 3의 모델 참조)도 줄어든다.
요약하자면, 스위칭 컨버터 접지 노이즈의 첫 번째 주요 원인은 변화하는 자속 구간이다. 우수한 인쇄회로기판(PCB) 설계에서는 트레이스 라우팅과 바이패스 커패시터 배치를 신중하게 하는 방법 모두를 활용하여 접지 리턴 경로에서 변화하는 전류 루프 구간과 변화하는 전류를 최소화한다.


접지 노이즈 문제 2
아래 그림 5에 나와 있는 두 번째 주요 접지 노이즈 문제는 기생 인덕터 커패시턴스에 의한 것이다.
전압은 커패시터에서 순간적으로 변경될 수 없으며, 전류도 인덕터를 통과할 때 순간적으로 변경될 수 없다. 따라서 LX 노드의 전압 변화는 기생 벅 인덕터 커패시턴스(C L)과 벅 필터 커패시터(C buck)에서 직접 커플링되어 기생 접지 인덕터 L p1 및 L p2를 거치는 것처럼 보인다.
처음에는 전하가 흐르지 않지만, 그 다음 순간부터는 기생 벅 인덕터 커패시터에 저장된 에너지(E CL = 1/2 CLVLX2)가 배선의 기생 자기장, E Lp = 1/2 L pi2changing_max(여기서 L p = 모든 기생 루프 인덕터의 합)로 전달될 때까지 모든 구성요소에서 전류가 발생한다. 그러면 마치 그네를 타는 것처럼 원치 않는 에너지가 전기장에서 자기장 사이를 왔다 갔다 한다. 이러한 왕복은 그림 5에 모델링 되어 있지 않은 저항 소자에서 에너지가 방출 또는 소산될 때까지 계속된다.
피크 전압과 접지 노이즈 발진 기간은 모두 문제가 된다. 노드 Vgb에서 측정되는 피크 전압은 LX 노드의 전압 변화, 기생 벅 인덕터 커패시턴스(C L), 그리고 추가적인 기생 트레이스 커패시턴스(표시되어 있지 않음)와 상관관계를 갖는다. C L이 크면, 더 많은 에너지가 저장되므로 작을수록 더 좋다. 벅 인덕터의 인덕턴스 및 전류 정격을 선택한 후에는 자기 공진 주파수가 가장 높은 인덕터를 선택하여 C L의 용량을 제한한다.
인덕터의 자기 공진 주파수는 fself_resonates = 1/[2π  (L buckC L)]이다.
자기 공진 주파수를 두 배로 늘리면, 기생 인덕터 커패시턴스가 줄어들며, 그에 따라 접지 노이즈 에너지는 1/4로 감소한다.
비용보다 성능이 중요할 때는 그림 5의 단일 L buck 인덕터를 그림 6에 있는 것처럼 각각 1/2 L buck을 보유한 두 개의 직렬형 인덕터로 교체함으로써 인덕턴스 값을 동일하게 유지한다. 제조업체의 직렬형 인덕터에서는 일반적으로 기생 커패시턴스가 정격 인덕턴스에 비례하므로 인덕턴스를 1/2로 줄이면, 기생 커패시턴스도 1/2로 줄어든다. 인덕터가 직렬형 일 때는 해당 값이 더해져서 인덕턴스가 늘어나지만 기생 커패시턴스는 역수의 합에 더해져서 총 기생 커패시턴스를 줄인다. 두 개의 직렬형 1/2 L buck 인덕터가 있는 경우 총 인덕턴스는 1/4로 줄어들어 1/4 C L이 된다.
이렇게 기생 인덕터 커패시턴스가 줄어들면, 그림 6에 나온 것처럼 접지 변동도 줄어든다. ES